或着MOS管组成的振动，与全桥电路比较，半桥在进行电路的振动转化时或十分简单发生搅扰，简单使波形变坏。全桥尽管成本低，简单构成，可是相对的

  第一步：调整变压器及电路开端参数，将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1(紧耦合，无漏感)。仿线uH。

  在图4中，电流表现出殷实且接连的特性，这就阐明能够对原边电感进行削减。调查输出储能电感L1电流波形。纹波很小，阐明L1还能减小。坚持输出12V，调整变压器电感，直到原边电感挨近临界形式，调整L1电感，直到电流纹波系数大致为30%。

  假如远无直通或许，电流也是接连的，那么就从另一方面代表着正常，能开端下一阶段的规划。

  将变压器耦合系数设定为 k=0.995，对应1%典型漏感。调整副边吸收RC，直到满意二极管反压要求。得到C=15nF、R=2.2Ω为最佳，二极管反压

  35v。接下来检测原边开关管电压没有尖峰。收集变压器副边电流、原边电流、电感l1电流波形参数：

  将上阶段仿真的线复制到电桥电路中。再放一个三绕组非线，到电桥的另一臂，大致估量一个磁芯类型，比方EE42，设置好B2的磁芯参数。一切绕组电阻设为最小(1p)，每个绕组坚持一端接地。如图9所示。

  选用一个与电路PWM同频率(这儿是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。先仿副边绕组，调整鼓励源电压(105V)或许分流电阻(1Ω)，使B1的副边电流到达峰值电流 Ism=97A 。

  调整B2副边绕组匝数，使电桥平衡。这儿，即便B2副边绕组只要1匝 ，电桥依然不能平衡，能够再一次进行挑选的是选用半匝结构、或许添加气隙。调整气隙到0.5mm，电桥平衡。且B2波形无畸变，阐明磁芯够大。添加鼓励电流，直到波形畸变。临界值170A，抗饱满安全系数=170/97=175%。

  安全系数很大，阐明磁芯偏大，可考虑削减一号磁芯。改用EE42/21/15磁芯，磁芯重复上述仿真，得到：副边绕组匝数n2=n3=1，答应最大气隙0.345mm，抗饱满安全系数 130%。

  全桥改换电压传输是比例联系，依据 “感量比等于匝比的平方” 的联系，对应400uH:640nH的感量比，能够算出匝比为25：1。即：原边25匝。原边仿真的使命是确认在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。

  远大于感抗。坚持气隙345um，调整B2原边匝数，使电桥平衡。得到原边匝数25匝，与核算符合。

  表1将B2气隙设置为0，调整B1原边电感，使电桥平衡，得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。不同的气隙宽度对应不同的电感量，如表1所示。其间，漏感是按1%典型值核算的，原边副边各自0.5%。单位为uH。

  变压器规划的使命是确认变压器绕组结构。EE42/21/15磁芯的窗口面积是 278mm2，十分殷实。可添加导流截面以削减铜损。拟定载流密度3A/mm2。原边电流3.56A，需求截面 A=3.56/3*25=30mm，副边电流41.8A*2，需求截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2。

  将上述非线和电感置于联合仿线um的数据设置漏感，调整占空，使输出为12V，查看各部波形无误，电流接连，纹波合理，功率92.8%。

  再将气隙设置为0，漏感也对应调整。可是此刻会呈现两个问题。一是副边二极管反压超支，从头调整RC吸收参数，R1改为6.2Ω即到达最佳合作，反压

  但是，实践使用中，气隙宽度既不会等于0，也不应该超越最大答应值，而是有一个比较适中的散布，这个值主要与工艺有关，是个计算数值。假定这个宽度为0.1mm，仿这个状况。副边二极管反压又超支，需求调整吸收参数。

  因为气隙宽度(其实便是漏感相对值)显着影响二极管反压，为给装置工艺差错引起的反压改变留够余量，加大C2到22nF，并在此基础上求得最佳合作为R=3.3Ω，二极管反压