了两种电路中输出滤波电感和电容中的电流脉动，对比了两种电路中参半导体器材的电流电压应力。最终经过仿真和试验证明了剖析和

  双管正激改换器较单管正激改换器有许多长处，特别是在电压应力方面，因为改换器中每个功率器材只需接受电源电压，而在单管正激改换器中则要接受两倍的电源电压。并且同半桥或全桥改换器比较，它不存在桥臂直通的风险。因而双管正激改换器招引了许多研讨者的目光。在参考文献[1]中，作者提出了选用无损吸收的高功率双管正激改换器。在[2]和[3]中，两种零电压转化（ZVT）技能用于双管正激改换器。在[4]中，作者提出了一种可控变压器，用于添加双管正激改换器的功率。在[5]中，作者研讨了多输出双管正激改换反应的模型。

  为了添加改换器的输出功率，需求将两个双正激改换器并联运转。有两种办法完成两个双正激改换器的移相并联；一种是在输出电压侧并联（CPOC），另一种是在续流二极管侧并联（CPFD）。曾经还没有过关于两种的报导。

  本文首要剖析了两种并联办法的作业原理，然后剖析和比较了两种办法中滤波电感和输出电容中的电流脉动，接着剖析和比较了两种途径中参半导体器材的电流电压应力，最终用仿真和试验验证了前面的剖析和比较。

  将两个双管正激改换器在输出电容侧并联如图1所示，其作业状况与单个双管正激改换器相同，图2示出了这种并联办法的首要波形。

  两个双管正激改换器在续流二极管侧并联如图3所示。两改换器共用一个滤波电感和续流二极管，两改换器在运转中移相180。

  假定一切的半导体器材均为抱负器材，与开关S21、S22、S23和S24并联的电容CS21、CS22、CS23和CS24表明开关的输出电容。这种并联办法能分为六个作业状况如图4所示，首要波形如图5所示。

  在t0时间曾经，变压器T21现已复位完毕，变压器T22正在复位，开关S21和S22上的电压坚持在Ud/2，箝位二极管D23和D24导通，续流二极管D27导通负载电流。在t0时间，S21和S22一起取得触发信号而注册，其电流iS21(iS22)敏捷上升。负载电流从D27换流到D25。在t1时间，流过D27的电流减小到零并截止。在这一状况中变压器T22仍在复位。

  在t1时间，D25和D27间的换流完毕。在本状况中，流过开关S21和S22的电流线仍在进行复位。这一状况一向持续到变压器T22复位完毕的t2时间。

  在t2时间，变压器T22复位完毕，箝位二极管D23和D24截止。在t2时间今后，电容CS23和CS24经过直流电源、变压器T22的漏感和激磁电感产生振动，因而开关S23和S24上的电压呈余弦规则下降。但是有必要留意一下的是，这儿的振动与在输出电容侧并联电路产生的振动不同。因为开关S21和S22坚持注册状况，二极管D26即便在开关S23和S24上的电压小于Ud/2仍就坚持反偏。也就是说，开关S23和S24上的电压或许振动到低于Ud/2。这一状况当开关S21和S22一起在t3时间关断时完毕。

  在时间t3今后，开关S21和S22上的电压线。在本状况中，改换器持续振动。这一状况一向持续到t4时间，在此时间D25和D27间的换流完毕，开关S21和S22上的电压到达直流电压Ud。

  在这一状况中，箝位二极管D21和D22正偏导通复位变压器T21的铁心，并将开关S21和S22上的电压箝位在直流电压Ud，一起改换器2持续振动。但是因为续流二极管D27导通，因而开关S23和S24上的电压敏捷振动回Ud/2。

  在这一状况中，变压器T21正在复位，开关S23和S24上的电压坚持在Ud/2，续流二极管D27导通负载电流。本状况当开关S23和S24一起在t6时间注册时完毕，一起开端别的半个周期，这半个周期的作业状况与前半个周期共同，仅仅两个改换器的位置交换了一下。

  需求阐明的是，改换器的作业导通比将影响电路的作业状况和波形。当作业占空比小时的典型波形如图6所示。

  其间：U0是输出电压，D为作业占空比，T为开关周期，L11为滤波电感的电感量。

  在续流二极管侧并联电路中的滤波电感L2中的电流脉动即为输出电容中的电流脉动，