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  --摘要交直流混合微电网需要能量交换，而交直流双向变换器是其中的关键，可以使能量在交流微网和直流微网之间流动互通，它能应用在很多场合，并且有不一样的结构。而本篇文章的主要研究内容是两级式交直流双向变换器，并且对直流输出电压脉动波纹做多元化的分析，提出脉动波纹抑制策略。介绍了双向AC-DC转换器的工作原理和电路结构。整个电路包括前级的单相全桥AC-DC转换器加Buck型有源滤波器电路和隔离的后级CLLC谐振转换器。首先，建立前级AC-DC转换器的数学模型，然后使用双重操控方法来实现稳定的DC侧电压输出和AC侧单位功率因数控制。针对双频频脉动的问题，首先分析了AC-DC转换器双频脉动的原因，然后提出了双频脉动对系统的不利影响。最后，有源Buck型滤波器电路用于抑制直流双频纹波。后级使用隔离式CLLC谐振DC-DC转换器。首先对CLLC谐振转换器进行模态分析，然后说明CLLC谐振转换器的电压增益。关键词：AC-DC双向变换器二倍频脉动电压CLLC谐振型变换器目录TOC\o1-3\h\u25231摘要 I10551Abstract II17827１前言 1301191.1本设计的目的 147261.2国内外发展概况 2162351.2.1国外发展概况 2206261.2.2国内发展概况 3118961.3本研究的主要内容 452262交直流变换器的整体设计 521992.1前级AC-DC结构介绍 528712.2后级DC-DC结构介绍 6128792.3交直流双向变换器整体设计 827703前级AC-DC操控方法研究 10183913.1前级AC-DC操控方法 10279793.2前级AC-DC变换器控制 1258413.3前级AC-DC变换器二倍频脉动电压抑制方法 14323353.3.1直流侧二倍频脉动电压抑制方法 14180753.3.2前级AC-DC变换器直流电压二倍频脉动问题 16124363.3.3Buck型有源滤波电路控制 17113894后级CLLC隔离型直流变换器的模态分析与仿线CLLC谐振型双向DC-DC变换器的工作模态分析 21291884.2电压增益特性 2422325仿线交直流双向变换器仿线本设计的目的在电力发展之初，直流电被用于供电，但是，当时的技能水平不是很高。直流配电系统的电压低，电源的功率小，传输距离短[1]直流配电系统没得到广泛的应用。电力电子技术的发展慢慢的变好，解决了直流配电系统的技术难题，并增加了直流配电系统的优势[2-3]。由于资源稀缺和环境压力的影响，各国政府都在积极开发可再生，分散的能源[4]。随着直流负载（例如电动汽车，通信设施和数据中心的充电桩）的急剧增长，DC配电网络的属性慢慢的变重要。但是，将分散式可再次生产的能源引入网络会导致许多问题，例如网络损耗和系统能源质量。作为具有储能，分布式能源以及小型发电和配电系统的微电网系统，它可以更好地利用分布式能源的优势，避免因分布式能源网络接入电网运行而引起的许多问题。交直流混合微网中有着两种母线，直流母线和交流母线，还可以给直流负荷和交流负荷同时供电，如图1-1所示，它是典型的AC-DC混合微电网拓扑。混合微电网结合了交流和直流微电网的优势。优点如下：减少了交直流微电网之间的转换连接，经济性更好。减少对电力电子的使用，减少电力系统中由电子设备引起的高频谐波，提高电能质量。直流微电网和交流微电网可以在交流直流混合微电网中彼此们独立工作，可以用作彼此的备份，来提升了系统的可靠性。与单微电网相比，AC-DC混合微电网具有更加好的经济效益，供电更加稳固和系统更稳定，以及更好的应用前景。因此在国内外得到了广泛的应用［7］。在AC-DC混合微电网中选择直流配电网络的电压等级时，不仅要从理想情况看问题，而且还要从直流电压和现有的交流电压以及变换器的电压转换中看问题。一定要达到与AC-DC转换器电压变换关系之间的充分协调［8］。在低压网络中，220V是直流配电网络中的公共电压。在电压为220V的配电网中，220V是指单相220V交流电源电压的有效值。在该电压等级的直流配电网中也有好多标称电压为220V的交流用电设备能在其中直接运行，如空气加湿器、家用电器、白炽灯、LED照明灯等[9]。因此，未来将普遍的使用直流电压为220V的直流微电网。在AC-DC混合微电网中，AC-DC转换器扮演着交流微电网和直流微电网之间能量转移的角色。这是最重要的。由于三相低压交流系统使用三相交流电源的中性点直接接地，而直流系统也是中性点接地，由于中性点都直接接地。因此，在混合微电网中，交流微电网和直流微电网之间需要电气隔离[10-12]。双向AC-DC转换器是在AC微电网和DC微电网之间能源互通的重要设备。因此在电压为220V的情况下，设计和研究具有电气隔离功能的AC-DC双向转换器很重要。发电站发电站分布式电源分布式电源超级电容超级电容交流微网直流微网交流微网直流微网通信设施交直流双向变换器通信设施汽车充电桩居民用电汽车充电桩居民用电图1-1交直流混合微网拓扑1.2国内外发展概况1.2.1国外发展概况1982年德国伍珀塔尔大学的BusseAFred等率先提出了基于可开关的三相全桥PWM控制策略，以及实现功率因数的控制算法[13]。1989年，DishnerBW提出了Buck-Boost双向DC-DC变换器的拓扑研究和一些控制算法[14]。上个世纪末科学技术快速的提升、交直流双向变换器的研究也慢慢变得强，交直流双向变换器得到非常好的发展，能应用的领域也慢慢变得广泛，比如有源滤波器、电力传动等。在上个世纪九十年代年日本冈山市大学学者FujitaH运用AC-DC变换器来研究有源滤波器[15]。在本世纪，受到节能环保的国际大趋势的推动，在新能源发电、大规模储能装置，以及电动汽车等领域AC-DC开关变换器技术更是发现了其新的应用领域。目前国内外的关于交直流双向变换器的研究应用慢慢的变多，国外著名的主要有制造了全球第一套三相输电技术的世界500强的ABB公司，是电力电子技术的领头羊，类似的还有西门子等厂商，也都有着不错的成绩。1.2.2国内发展概况早期国内济南舜阳科技有限公司研发了双向交直流变换器，实现了能量的双向流动，南京研旭电气科技有限公司在制作基于DSP的开发板的时候，也做出了双向电源的设计的具体方案。南京航空航天大学在并网双向交直流变换器的研究中已取得了很多重要的研究成果，并研发了一台单相并网双向交直流变换器的试验样机[16]。交直流双向变换器可大致分为两类，一类是单级式，另一类是多级式，如图1-2就是经典的双向单级式变换器。220V直流配电网220220V直流配电网220220V交流电源ACDC变换器CACDC变换器C工频变压器·图1-2单级式AC-DC结构框图 这是设计双向AC-DC转换器的最简单的设计方法。但是，由于大多数电源变压器会降低设备的功率密度，因此它不符合我们科学发展的规律，因此我们没选择这个设计的具体方案。如图1-3这是双极式交直流变换器的结构。220V交流电源AC-DC变换器DC-DC变换器高频变压器220V直流配电网220V交流电源AC-DC变换器DC-DC变换器高频变压器220V直流配电网 图1-3两级式AC-DC双向变换器结构框图高频变压器比工频变压器具有更高的功率密度和效率。并且大多数电力电子用户都认可带有高频变压器的隔离式DC-DC转换器，像是直流汽车充电桩就用了这种技术，所以把隔离型DC-DC直流变换器与交直流变换器相结合就能得到我们想要的交直流双向变压器。就如图1-3所示分为两级，前级AC-DC交直流变压器负责交直流的转换，而后级隔离型DC-DC变换器负责电压等级的变换和进行电气隔离。1.3本研究的主要内容220V交直流双向变换器是研究对象，整个交直流变换器分为两级，AC-DC交直流变换器作为前级进行交直流的变换，DC-DC直流变换器作为后级进行电气隔离以及变换电压等级，主要对直流输出电压脉动波纹做多元化的分析，并提出脉动波纹电压问题提出抑制策略。研究内容如下：第1章最重要的包含国内外的研究背景和研究现状。AC-DC混合微电网是在清洁能源消耗的框架内生产的。双向AC-DC转换器是微电网中电力传输的基本设备对它的研究很重要。在第2章中，介绍了前级AC-DC转换器和后级DC-DC转换器的拓扑，并选择了要选择的结构。接下来，设计了双向AC-DC转换器的整体结构，并说明其工作原理。第3章定义了前级AC-DC转换器的数学模型，并介绍了传统的双闭环操控方法。然后，分析产生脉冲二倍频电压的原理，并使用有源滤波电路进行滤波。第4章首先是隔离型CLLC直流变换器的模态分析，然后对粗略地介绍了一下CLLC的电压增益问题。对前级AC-DC变换器进行仿真，最后通过仿真验证了抑制二倍频脉动功率操控方法是有用的。然后把前级变换器和后级变换器连接起来再进行仿真验证。对全文工作进行总结。2交直流变换器的整体设计2.1前级AC-DC结构介绍前级交直流转换器的交流到直流转换有两种常用电路：半桥拓扑（如图2-1所示），全桥拓扑（如图2-2所示），半桥只需要两个开关设备，直流侧电容器由两个电容器串联连接，并且中心点连接到交流电源。全桥电路在直流侧需要4个开关器和仅一个电容器。在相同的输出功率下，半桥电路的电压和电流应力是全桥电路的电压和电流应力的两倍[17]。因此，全桥电路更适合高性能应用[18]。usLS1S2CusLS1S2C2udcC1图2-1AC-DC变换器单相半桥UdcS2S4S3UdcS2S4S3S1Lus图2-2AC-DC变换器单相全桥2.2后级DC-DC结构介绍后级DC-DC转换器必须转换直流电压并执行电气隔离，因此一定要使用隔离的双向DC-DC转换器。隔离式双向DC-DC转换器的当前拓扑包括正激双向DC-DC转换器、反激双向DC-DC转换器、推挽双向DC-DC转换器、半桥双向DC-DC转换器、全桥DC-DC转换器等。其中，全桥双向DC-DC转换器还具有实现软开关简单，可靠性高，功率密度高和对称结构的优点。因此，隔离型的全桥拓扑与其它隔离型的双向DC-DC转换器拓扑相比，双向DC-DC转换器更适合于具有高功率，较高电压变比和电气隔离的应用[19]。当前，在隔离型全桥双向DC-DC转换器中，谐振转换器具有更高的功率转换效率，因此，全桥谐振双向DC-DC转换器受到了广泛的关注[20]。当谐振型双向DC-DC转换器的谐振单元中发生谐振时，电路中的电压或电流可以周期性地接近零，从而使开关管达到零电流或零电压关断与导通，由此减少了开关损耗并降低了功耗［21-22］。根据谐振网络中谐振组件的不同组成，常见的谐振类型为LC串联谐振，LC并联谐振，LLC谐振和CLLC谐振。LC串联谐振如图2-3所示。由于谐振电路和阻抗串联，所以要进行分压，因此LC串联谐振转换器的增益不超过1，因此该电路只能在降压模式下工作，且增益与频率紧密关联。如果开关的频率升高，那么功率的损耗也就会随着增大[23]。CDS8S6S7S5TBLCS4CDS8S6S7S5TBLCS4S2AS3S1图2-3LC串联谐振变换器LC并联谐振电路结构如图2-4所示，谐振电容器在变压器的两端并联连接。如果谐振电容器始终用于低负载或空载运行，则始终存在谐振阻抗，这将使输出电压不稳定并且功率损耗会增加[24]。LLC谐振电路的结构如图2-5所示。LLC谐振转换器能在整个负载范围内实现初级侧开关灯的ZVS软开关，并且次级侧二极管将自然执行过零操作，即实现ZCS软开关。但是，当它以相反的方向工作时，其性能与LC串联时的谐振相同，只能在降压模式下工作。S1DCS5S7S8TCLBASS1DCS5S7S8TCLBAS4S2S3S1图2-4LC并联谐振变换器CDS1S5S7TS8LmBAS4CDS1S5S7TS8LmBAS4S2S3S1LC图2-5LLC谐振变换器想要解决LLC谐振转换器的正向和反向性能不相同的问题，有学者提出了CLLC谐振变换器，拓扑结构如图2-6所示。该结构在原副边都加入了串联的谐振电感和谐振电容使结构对称，这样它的正向工作状态和反向工作状态也就一致，网络也就对称，所以在正向运行和反向运行时候的等效电图是一样的。而且CLLC谐振变换器拥有LLC谐振变换器一样的软开关特性[25]。DCBAS6S5S8S7SDCBAS6S5S8S7S4S1S3S2图2-6CLLC谐振变换器2.3交直流双向变换器整体设计本文中的双向AC-DC转换器使用两级结构，其中前级是AC-DC转换器。由于全桥AC-DC转换器更适合于高功率应用，因此本文的前级使用的是全桥AC-DC转换器。后级的作用是执行电气隔离和电压转换，因此后级一定要使用隔离的CLLCDC-DC转换器。CLLC隔离型直流转换器可实现高效率和ZVS软开关及结构对称。因为双向运行时结构对称，所以具有相同的工作特性。根据开关频率为谐振频率时隔离式CLLCDC-DC转换器的增益为1的特性，后级可以开环控制。为了获得前级AC-DC转换器的最高效率，使用了单位功率因数操控方法。进行闭环控制，将后级输出的直流电压反馈回前级，然后使用前级将后级的输入电压进行改善，然后将通过后级把电压转换成所需的输出电压。本文中描述的双向AC-DC转换器的拓扑如图2-7所示。uoutQ8Q7Q6Q5Q3Q4Q2S4uoutQ8Q7Q6Q5Q3Q4Q2S4Q1S2S3S1220VLCLLC谐振型DC-DC变换器AC-DC变换器图2-7两级式交直流双向变换器结构关于前级转换器的直流输出电压，一定要考虑PWM控制的调制度。网侧电压的有效值为220V，峰值为311V，最佳调制度为0.8，此时，前级AC-DC转换器输出388V。所以设定直流输出电压为380V，设置从左到右的电功率为正方向，即从交流侧到直流侧的传输为正向。在反向模式下，电能从右传递到左，从直流传递到交流。正向模式时，前级AC-DC转换器执行AC-DC转换并将220V交流电压转换为380V直流电压，然后使用隔离的CLLC后级DC-DC转换器降压380V直流电压降到220Ｖ直流电压。在反向模式下使用220V的恒定电压，首先，隔离型CLLCDC/DC转换器的后级的升压，把直流电压从220V上升到380V，然后是前级AC-DC转换器将380V直流电转换为220V交流电。3前级AC-DC操控方法研究3.1前级AC-DC操控方法前级AC-DC变换器有着高功率因数，得到的直流电压稳定等很多优点。它的结构如图3-1所示。iSRLUdcicidioutCuabBAuiSRLUdcicidioutCuabBAusRLS4S3S1S2图3-1AC-DC变换器结构如图所示，网侧电压是us，AB两点的电压为uab，AC-DC转换器等效电阻和线路等效电阻之和为R，线路侧滤波电感为L，直流滤波电容器为C，直流负载电阻RL。将Sa和Sb定义为A桥臂和B桥臂的开关函数。值1表示上管打开，值0表示下管打开。单相全桥的开关函数定义为： S=SA-SB （3-1）则有： uab=SSLRSabSSLRSabS图3-2AC-DC变换器电压相量图当AC-DC变换器工作在单位因数时，电压相量图如图3-2所示，其中US超前UAB的相位角是δ，IS和US相位相同，所以此时电路的功率因数是1，也就做到了电路的单位功率因数控制，根据图3-2电压相量图我们大家可以得到AC-DC变换器的以下KVL和KCL的关系式：KVL方程： LdiKCL方程： iout=通过把公式（3-2）代入到公式（3-3）与公式（3-4）化简以后联立在一起得到如下（3-5）公式： CduAC-DC转换器的数学模型和直流侧的数学模型由公式（3-5）得出，如下所示： Cdudc Udc(s)3.2前级AC-DC变换器控制想要实现前级AC-DC变换器稳定输出直流电压以及输入的电压相位与电流相位相同，可以采用电压电流双闭环控制。其中，电压环作为外环，可以使输出的直流电压做到无差调节；电流环是内环，可以让交流电流正弦化，还可以让交流电流与交流电压保持相同的相位，这样就可以做到单位功率因数控制。根据AC-DC转换器的等效电路图，可以获得线路侧电流控制框图，如图3-3所示，其中G（s）是电流环控制器，K是AC-DC变换器等效增益。K+K+++图3-3电流控制框图由图3-3可得AC-DC变换器网侧电流实际值为： iss通过式子（3-8）可以知道，单相AC-DC转换器的电流受设置的参考电流和电网电压的影响，所以化简公式（3-8）能够获得： iss令ε1=1i本文中采用的控制器是PR控制器，它的传递函数： GPR(s)=式中：ω0为谐振频率；KP为比例系数；KR为谐振系数。由传递函数可知PR调节器的幅频特性A(ω)=K即： A(ω)=KP将PR调节器用于AC-DC变换器的控制系统，则式(3-10)中ε1=1，ε2=0，is=由于PR控制器对负载和网络参数的变化非常敏感，因此不适合实际的技术应用。为了提高PR控制器抵御来自网络侧的频率干扰的能力，将截止频率添加到传递函数中。改进后，PR控制器的传递函数如下： GPR(s)=电压外环电流内环+udcPRPIIS∗−−us+AC=DC变换器ussinωtPLLudc∗+udcis∗i电压外环电流内环+uPRPII−−u+AC=DC变换器usinPLLu+uiiSPWMνuu直流负载RL图3-4AC-DC变换器控制系统框图实现AC-DC变换器的单位功率因数控制，这意味着电网侧的正弦交流电流和电网电压具有相同的频率和相位。它使用单相锁相环来检测线路电压并同步控制电网侧的电流。由于外环控制的电压是直流电，因此外部电压回路可以使用PI调节器（它是基本的比例微分调节器）来实现控制效果。使用以上分析，可获得交直流转换器控制系统的控制框图，如图3-4所示。在外部电压环路中，PI控制器通过直流电压udc和直流电压设定值udc∗误差信号与接收电流回路设定值的幅值IS∗；然后将IS∗3.3前级AC-DC变换器二倍频脉动电压抑制方法3.3.1直流侧二倍频脉动电压抑制方法AC-DC转换器的前级工作时，以单位功率因数工作，即交流侧的电流和电压具有相同的频率和相位，而二次纹波功率将在系统中产生，二次纹波在直流侧电源的体现，直流电压变为双倍频纹波。具有双倍频率纹波会增加电网侧电流的谐波含量[28]，并且还会使直流侧设备无法稳定运行[29]。因此，有必要抑制双频纹波电压。并联大电容器或LC谐振支路的滤波方法是抑制二倍频纹波电压的传统方法。尽管此过程很简单，但不能完全滤除两频纹波电压，并且由于所需电容的容值，电感的感值越大，其体积越大，体积越大，具体而言，设备的性能和设备的制造成本也会增加。有源滤波可能是抑制双频纹波电压的有效方法。原理是保持通过电力电子电路的双频功率纹波，并将其作为能量存储元件存储在能量存储元件中，因为它不用连接到DC线路。储能元件会传送电流和电压的大幅波动，能量存储元件的体积减小并且功率密度增大。果使用电容器作为储能元件，则可以选择薄膜电容器，因为它比电解电容器具有更长的寿命和更小的体积减少系统的体积和重量。另外，薄膜电容器还具有高耐压和大过电流的优点。这些都是电解电容比不了的。图3-5是Boost型有源滤波电路拓扑。该电路将与直流线路中双频纹波电流频率相同的方向和相反方向的电流馈入中间电路，这样可以完全滤除双频纹波。但是，存储电容器Cs上的电压必须高于DC电压。否则，开关管上的电压将增加。CS6S5S4S3LSS1SCS6S5S4S3LSS1S2LusRLCS图3-5Boost型有源滤波电路拓扑图3-6是Buck有源滤波器的电路拓扑，工作原理与Boost有源滤波器的电路拓扑相似，不同之处在于CS存储电容器所需的电压低于DC线路电压，因此开关管两端的电压就会变低[30]。因此，本文使用Buck型有源滤波电路来滤除双频纹波。RLCLSCSS4S6S2RLCLSCSS4S6S2S1S5S3Lus图3-6Buck型有源滤波电路3.3.2前级AC-DC变换器直流电压二倍频脉动问题AC-DC变换器单位功率运行时如图（3-4），电网侧的电压和电流同相，电网侧的输入电压和输入电流的表达式为如下： us=式子中，Us是电压峰值，Is是电流峰值，通过公式（3-14）正好可以推导出功率p Pin=把式子（3-14）代入（3-15）可以得到： Pin=其中电网输入功率的二倍频脉动分量是UsIs电感上流过的电流是is，那么电感的电压就是： UL=L电感上的功率是： PL= PL=单相交直流双向变换器输出功率为： Po= Po=将公式（3-21）整理得到： Po=因此，输出功率包括直流分量和双频纹波分量。使Pr=12Is2 pr=令双频纹波电压为udc′前级AC-DC转换器输出电压 udc=瞬时输出功率Pout为： Pout=式（3-25）中，Id为直流侧输出电流的直流分量。输入功率中的稳态量与输出功率的稳态量相等输入功率的波动量与输出功率的波动量相等。联立（3-22）和（3-25）可得： CUdc由公式（3-26）可以推导出波动电压： udc则单相AC-DC双向变换器的输出直流电压Udc可以表示为： udc=电网侧输入电流会受到二倍频脉动纹波电压的影响，会使谐波含量增加，而且后级双向DC-DC变换器的输出也会受到二倍频脉动电压的影响，输出电压具有较大的双频脉动电压，这会增加DC配电网络的不稳定性。本文选择的降压型有源滤波器电路如图3-6所示。该电路通过将高频脉冲电流信号馈送到直流侧并使用等效面积定则，双频波纹电压可以被完全抵消。电路增加LC分支。AC-DC转换器的直流侧连接到开关装置，并且电容器Cs和电感Ls串联连接，然后连接到开关装置。吸收双频脉动功率是电容器Cs的功能，直流侧电容器C是电容器。它可以支持直流电压并过滤高频开关纹波，电感器L连接到交流网络，它可以起到滤除交流电流高频开关纹波以及实现交流侧与直流侧的功率转换的作用，当AC-DC转换器运行时，LC分支上的电感器没有能量存储功能，而只有功率传输功能。LC支路上的电容会全部吸收二倍频脉动功率。3.3.3Buck型有源滤波电路控制把二倍频脉动功率存储在储能电容Cs中是Buck型有源滤波电路滤除二倍频脉动功率的原理。当滤波器分支上的储能电容器当两倍于频率的纹波功率被完全吸收时，存储电容器中的能量可以表示为： Ec=式中，储能电容的电容值是CS，储能电容的电压是uc，储能系数是g，g≥1。当g=1时说明存储电容器已充满电并已放电。g的值越大，系统不消耗的剩余能量就越多。根据公式（3-29）可以得到储能电容电压uc： uc=根据公式（3-30）可知，g=1时，储能电容器已完全充电和放电，电容器两端的电压摆幅也很大；g的值越大，储能电容器两端的电压波动越小。但能量剩余的就越多。根据二倍频脉动功率与电压之间的关系，可得储能电容上的电流ic： ic=P根据公式（3-31）可知，当g=1且电流为非正弦信号时，流经储能电容器的电流的峰值最大。g值越大，摆幅电流越小，并且电流变得越来越像正弦曲线）可以的得到存储电容器的最大和最小能量以及最大和最小电压： Ecmax= Ecmin= ucmax= ucmin=能量最大值Ecmax与能量最小值Ecmin之差与能量最大值Ecmax之比就是电容能量利用率ηe为： ηe=电容电压最大值ucmax与电容电压最小值ucmin之差与电容电压最大值ucmax之比定义为电容电压利用率ηu： ηu=根据公式(3-36)和公式(3-37)可知，电压利用率ηu和能量利用率ηe均与储能系数g成反比，通过消除方程式(3-36)和方程式（3-37）中的g可以得到电压利用率ηu和能量利用率ηe表达式为（3-38）： ηe=1−能量利用率ηe与电压利用率ηu的关系曲线所示。ηuηηuηe图3-7能量利用率e与电压利用率u的关系曲线可知，能源使用水平与电压使用水平成正比，也就是说，当能源使用系数上升的时候电压利用率也上升。当能量使用系数越大就说明能量利用的越好，剩余的能量就越少，但是电压利用率也会越大，就表示电压最大值与最小值的差值就越大，就说明电压的波动就越大。那么把电流的波动也会变大。所以能量利用率应该取一个中间值，做到既不剩余太多的能量也不会有太大的电压与电流波动。取ηe可以根据电容上最大电压ucmax以及储能系数g求得滤波支路储能电容Cs的值，计算公式如（3-39）所示，其中，Pr是双频纹波功率的幅度，可以作为额定功率的近似值。 Cs=滤波支路电感Ls的值取决于支路电流纹波含量ηi和支路电流的峰值Ic，所以支路电感Ls的表示为： Ls=uIc∗ioutidcS5S4uxS2ixS1S3L电压指令计算二次脉动功率及移相角计算+S6S5NOTPWMPRPR+−uc∗θPrωtUIioutidcS5S4uxS2ixS1S3L电压指令计算二次脉动功率及移相角计算+S6S5NOTPWMPRPR+−uθPrωtUXIXLPLLPLLicUdcRLucCXCLXS6图3-8二倍频脉动功率抑制控制框图双频率纹波控制的框图如图3-8所示。锁相环可以使用交流电压us和交流电流is来获得交流电压幅值Us，交流电流幅值Is和锁相角ωt。已知交流侧的电感L的感值，可以使得到双频率脉动功率的振值Pr，并且根据公式（3-23）计算相角θ。储能电容器两端的电压值可通过公式（3-30）获得，并且能量存储系数为g=3。可以将其分为直流分量以及双倍频率分解纹波分量。这可以由PR控制。控制电容器两端的电压的直流分量是PR调节器的Kp部分，是控制电容器上电压的两倍频率纹波分量是PR控制器的Kr部分。通过设定PR，将由存储电压的设定值与电压采样值uc之差得到的误差信号变更为电路中的存储电容器的电流信号的设定值Ic∗。S5和S6所在桥臂的调制信号就是通过Ic∗与电流采样值ic的误差信号通过PR控制得到4后级CLLC隔离型直流变换器的模态分析与仿线CLLC谐振型双向DC-DC变换器的工作模态分析CLLC隔离式DC-DC转换器是对称谐振转换器。它是通过将Lr2和Cr2串联连接到次级全桥LLC谐振转换器而形成的。图4-1显示了隔离式CLLCDC-DC转换器的拓扑。高频变压器逆变器的电路由Q1〜Q4开关管组成，高频变压器的二次整流电路由Q5〜Q8开关管组成。高频变压器励磁电感器是D1〜D8开关管Q1〜Q8反向并联Lm，Lm与谐振电感器Lr1，Lr2和谐振电容器Cr1，Cr2形成谐振电路。这是谐振转换器的谐振电路。高频变压器Tr的功能是电流隔离电路并转换电压水平。隔离式CLLCDC-DC转换器可以双向传输功率。如果将正向传动定义为从左向右传动，则从右向左传动为反向传动。当转换器正向运行时，运行模式开关管为Q1〜Q4，脉冲闭锁开关管为Q5〜Q8，相反，当转换器反向运行时，运行模式开关管为Q5〜Q8脉冲闭锁的开关管是Q1~Q4。D7D8D6D4D2uoutRoCoucdDCD5Q8Q7Q6Q5Cr2Lr2iD7D8D6D4D2uoutRoCoucdDCD5Q8Q7Q6Q5Cr2Lr2icdTrimLmiabLr1Cr1uabBAD3D1Q4Q3Q2Q1uin图4-1隔离型CLLCDC-DC变换器CLLC隔离式DC-DC转换器具有五个谐振原件，即谐振电容器Cr1，Cr2，谐振电感器Lr1，Lr2和励磁电感Lm，因此该转换器具有三个谐振频率。通过一次侧谐振电感器Lr1与转换器谐振电容器Cr1之间的串联谐振而产生的谐振频率为ωr1；由次级侧谐振电感器Lr2和谐振电容器Cr2产生的谐振频率与一次侧是相同的ωr=ωr1=ωr2。变换器原边谐振电感Lr1、谐振电容Cr1同励磁电感L ωr= ωm=由于在谐振转换器中Lm比Lr大得多，因此该比率ωr要大得多，并且在分析工作模式时，只能在谐振频率附近的某个范围内操作或调节转换器的开关频率ωs，因此（1）欠谐振工作状态，ωsωr。感性是谐振网络阻抗的性质，ZVS软开关在开关管Q1~Q4都能做到。谐振变换器励磁电流与原边谐振电流相等，就在Q1、Q4关断之前的某一时刻，这个时候副边谐振网络中的电流也为零，并且谐振转换器的能量停止传输到次级侧绕组，即次级开关的主二极管的电流自然降为零，从而实现了ZCS的平滑切换。此时，输出电压不再限制励磁电感Lm，Cr1与Lm、Lr1的串联一起产生谐振，谐振频率为ωm，Lm远大于Lr1，因此初级谐振电流实际上保持不变（2）准谐振工作状态，ωs=ωr。在谐振网络中，其阻抗为0，并且变压器的两端直接加载由初级侧的全桥产生的矩形电压。ZVS软开关在初级侧全桥管Q1〜Q4上实现，ZCS软开关位于次级侧全桥管上。实现了电路开关Q（3）过谐振工作状态，ωsωr。感性是谐振网络阻抗的实际性质。ZVS软开关在原边全桥电路开关管实现，但是励磁电流与谐振电流在原边侧开关管关断的时刻不再相等，ZCS软开关并不能在副边开关管Q5~Q8实现，从理论上讲，让隔离式CLLCDC-DC转换器工作在欠谐振或准谐振工作状态是我们在设计时应尽量注意的，变换器效率可以通过软开关的实现得到提升。使变换器工作在过谐振状态也会在在一些应用中因为对输出电压调节的需要得到应用。以隔离型CLLC直流变换器工作于欠谐振状态为例，具体工作流程如下：（1）运行模态a[t0，t2]：开关管Q1和Q4在时间t0接通，变压器的初级电流iab开始流过反并联二极管D1、D4，ZVS软开关就被实现了在S1和S4上。这样一个时间段，A、B两点电压uab=uin，励磁电感上电流im和原边电流iab开始增加，不过iab增加比im快。C、D两点电压ucd被钳位在uout因为副边二极管D5、D8导通。t1时刻，iab过零，通过开关管Q1、Q4进行流通，不再经过反并联二极管D1、D4流通。（2）运行模态b[t2，t3]：在时间t2时，初级侧电流等于励磁电流，iab=im，此时次级侧电流icd变为零。由于电流为零，因此反并联二极管D5和D8自然关断，从而确保了ZCS的平稳切换。另外，输出电压uout不限制在点C和D处的电压ucd，Lr2和Cr2不谐振，并且新的串联谐振通过Lm，Lr1和Cr1一起发生。电感Lr1的电感远小于励磁电感Lm的电感。此时，谐振频率远低于Lr1和Cr1的谐振频率，所以此时电流iab可以近似看成恒定值。以谐振频率工作的谐振换能器没有工作模式b。n:1uinDCuoutROCOD8D7D6D5Q8Q7Q6Q5Lr2Cr2n:1uinDCuoutROCOD8D7D6D5Q8Q7Q6Q5Lr2Cr2TrLmLr1Cr1BAD3D4D2D1Q4Q3Q2Q1(a)时间[t0，t1]uoutRoCoD8D7D6D5DCCr2Lr2iinn:1TrLmLr1Cr1iabBAuoutRoCoD8D7D6D5DCCr2Lr2iinn:1TrLmLr1Cr1iabBAD4D3D2D1Q8Q6Q7Q5Q4Q3Q2Q1uin（b）时间[t1，t2]DCuoutROCOQ8D6Q6D7Q7D5n:1Q5Cr2Lr2TrLmuDCuoutROCOQ8D6Q6D7Q7D5n:1Q5Cr2Lr2TrLmuinLr1BD4Q4D2D3D1Q2ACr1Q3Q1D8(c)时间[t2，t3]图4-2隔离型CLLC直流变换器工作模态图4-2为隔离式DC-DC转换器CLLC的工作模式的示意图。t3〜t5谐振变换器的工作过程对应于以上两个工作阶段。在此不再详述。4.2电压增益特性利用基波等效分析法，可得CLLC谐振变换器基波等效电路模型如图4-3。UAB、UCD分别为AB和CD两点方波电压的基波分量。对于变压器变比不为1的情况，可将变压器副边参数折算至原边。比如，当变压器变比为n时，其中r2L为副边谐振电感Lr2折算至原边等效电感值： Lr2将次级侧上的谐振电容器Cr2的电容的等效值转换为初级侧： Cr2连接到初级侧的等效负载： Req=8其中，Ro为输出负载。Cr2=n2Cr2Cr1LCCr1LmRequCD_+Lr1uAB图4-3CLLC谐振变换器的基波等效模型定义如下阻抗： Z1=j式中，原边串联谐振阻抗是Z1；副边串联谐振阻抗是Z2；励磁电感阻抗是Zm。根据图4-3，可以求得谐振网络的传递函数为： Hjω将式（4-6）代入式（4-7），进行化简整理得： Hjω定义归一化频率为： ωn=特征阻抗值为： Zr=品质因数可以表示为： Q=Zr励磁电感与谐振电感之比： k=Lm次级侧的等效容量与初级侧的谐振容量之比： g=Cr2通过将以上定义的表达式代入（4-8），并通过简化将其推导，CLLC谐振转换器的传递函数可以表示为： Hjω根据公式（4-14）的简化，可以得出CLLC谐振转换器的增益M的表达式为： Mωn式中： a=2k+1 （4-16） b=k+k/g+1+1/g （4-17） c=1/g （4-18）如果开关频率等于谐振频率，即开关在谐振点ωs= Mωr上式可知，当开关工作在谐振点时，变换器增益与负载无关，且当原边谐振电容Cr1与副边谐振电容等效值相等，即g=1时，将g=1代入式（3-14）可求得变换器电压增益等于1，且正反向特性对称。这时无论轻载或重载条件，电压增益都稳定为1。5仿线前级仿真验证在MatlabSimulink仿真环境中创建了一个前级AC-DC转换器的仿真模型，以测试控制块功率因数的策略和抑制两个频率的纹波功率的控制策略的有效性。图5-1二倍频脉动功率抑制电路仿线前级AC-DC变换器仿真参数参数数值网侧电压有效值额定功率额定输出电压电网频率网侧电感L输出电容C支路电感LS支路电容CS开关频率220V1500W380V50Hz1.4mH470μF1.2mH470μF50Hz如图5-2所示是前级AC-DC变换器单位功率因数控制仿真波形图但未加二倍频脉动功率控制，udc是直流侧输出电压，us是电网侧电源电压和线路侧电流。从图中可以看出，直流侧的输出电压约为380V，相对稳定，具有较高的双频纹波电压。峰值纹波电压为28V。峰值纹波电压与DC电压之比称为纹波比，因此纹波比可计算为3.7％。网侧电流、电压的波形同频率同相位，单位功率因数控制得到了实现，验证了3.2节时双闭环控制设计是可行的。tudct峰峰值28Vtudct峰峰值28V图5-2滤波前AC-DC变换器仿线是添加双频脉冲功率控制进行滤波后AC-DC转换器的仿真波形。从图中可以看出，加入双频纹波功率控制后，直流侧的电压仍然可以稳定输出，电压纹波大大减小，摆幅为1.4V，纹波比为0.18％，它检查纹波双频功率控制。这个策略非常好，良好地抑制了两倍频率纹波。图5-3中，可以看到在添加了双频纹波调节器之后，双频纹波电压被移除，但引入了四频纹波电压。由于其极小的振幅，其作用可以忽略。电源侧电流和电源侧电压具有相同的频率和相位，因此控制单元的功率因数为1检查出控制算法是有作用的。峰峰值1.4V峰峰值1.4V图5-3滤波后AC-DC变换器仿线交直流双向变换器仿真验证前级和后级级联形成一个两级双向AC-DC转换器。仿线所示。其中前级AC-DC变换器中加入了二倍频脉动电压滤波支路，隔离型CLLC直流变换器采用双侧控制，得到后级隔离型CLLC直流变换器输出电压反馈至前级AC-DC变换器进行控制直流电压稳定输出。AC-DCDC-DC图5-4交直流双向变换器仿真图确定两级双向AC-DC转换器的功率在正方向上从AC侧传输到DC侧。如图5-5所示，是未添加双频率纹波控制，这是双向AC到DC转换器的直流侧的输出电压以及交流侧的电压和电流波形。该图表明，级联系统的输出电压可以稳定在220V。，但是它包含两个两倍于频率的纹波电压。与没有隔离且没有后续级的CLLCDC-DC转换器相比，此时的纹波比为3.1％。波纹比已降低，波纹比已从3.7％降低至3.1％，但纹波比任然相对较大；AC侧的电压波形具有相同的频率和相位，以此来实现单位功率因数控制。从仿真结果能够准确的看出，如果不控制前级AC-DC转换器的双频纹波电压，则两级双向AC-DC转换器的DC侧的输出电压将不可避免地包含双频电压波纹。峰峰值13.6峰峰值13.6图5-5滤波前交直流双向变换器输出波形添加滤波电路后，两级双向AC-DC转换器的输出波形如图5-6所示。该图显示出纹波比0.18％，能够准确的看出加入双频纹波功率控制，级联系统的直流输出纹波得到了极大的改善。峰峰值0.8峰峰值0.8图5-6滤波后交直流双向变换器输出波形因此，仿真根据结果得出，在脉冲控制后，两级双向AC-DC转换器不执行双频纹波功率控制时，直流侧的输出电压包含较高的倍频纹波电压，纹波比为3.1％添加双频纹波功率控制后，直流纹波比为0.18％，电流质量为直流侧输出电压质量大大提高

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