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  坦率地说，它属于高效率的电源转换装置，是一个直流电压转换成另一个或几个电压值，具有高效、节能、经济、实用等特点实际上，要实现能量的双向传输，也能够最终靠将两台单向DC-DC变换器反并联连接，由于单向变换器主功率传输通路上一般都需要二极管，因此单个变换器能量的流通方向仍是单向的，且这样的连接方式会使系统体积和重量庞大，效率低下，且成本高所以，最好的方式是通过一台变换器来实现能量的双向流动，BDC是通过将单向开关和二极管改为双向开关，再加上合理的控制来实现能量的双向流动1.1.1双向DC-DC变换器的原理介绍单向DC-DC变换器的能量传输是单向的，即只能从一端输入，从另一端输出，如图1.1所示，在电力传输路径的变换器当中，通常有一个二极管，二极管的单向导电特性决定了能量传递是单向的，即图1.1中，能量只能从经1V变换器传递到，而不能反向流动2V单向DC-变换器12I02I0图1.单向DC-变换器功能框图前面讲到两个单向变换器反并联能组合成一个双向变换器，如图1.2(a)所示，单向DC-DC变换器1可以将能量从传输到，反并联的单向DC-DC1V2变换器2是将能量从端传输到端但是这样组合成的电路就会变得复杂化、2V冗余化。

  在实际中力求器件少、电路简单，并实现双向传输的目的，可以将所需器件通过科学的组合成双向DC-DC变换器装置就能轻松实现能量的双向传输，即双向DC-DC变换器，如图1.2（b）所示单向DC-变换器11V2V1I02I02I1I单向DC-变换器22I01I（a）两个单向DC-变换器组合为双向变换器结构双向DC-变换器1V2V2I1I2I01I1I02I0（b）双向DC-变换器结构图1.2双向DC-变换器功能框图位于电源和之间的是一个双向DC-DC变换器装置，它可以承载能量1V2的传递图1.2（b）中的和分别是和的平均输入电流结合实际需要，1I21V2利用控制器能控制双向DC-DC变换器能量的流向：使能量从传输到，1V2称为正向工作模式，此时为负，为正；使能量从传输到，称为反向工I2作模式，此时为正，为负1I2I1.1.2双向DC-DC变换器的构成方法介绍变换器的构成就得从电路拓扑结构来入手，根据对电路拓扑结构的分析，单向DC-DC变换器可简化为如图1.3（a）所示的单向基本变换单元的基础原理结构，该基本变换单元由一个开关和一个二极管构成；同样的方法，对常规的双向DC-DC变换器也可简化为如图1.3（b）所示的双向基本变换单元的基础原理结构，此图中能够准确的看出它由两个各自反并联二极管和开关构成。

  2D1Q2D1Q2（a）单向DC-基本变换单元（b）双向DC-基本变换单元图1.3单向DC-基本变换单元的结构示意图单向BuckDC-DC变换器如图1.4（a）和单向BoostDC-DC变换器如图1.4（b）所示，这两种变换器是一个典型的由一个有源开关和一个二极管构成的变换器，由于二极管的存在，只能单向传输能量，所以Buck和Boost变换器都是最基本的单向变换器而典型的双向变换器就是它两有机组合的双向Buck-BoostDC-DC变换器，它有两种工作方式：一种是保持低电平，采用2Q1PWM方式工作，变换器实际上就是一个Buck电路，能量从传输到；另1V2一种是保持低电平，采用PWM方式工作，变换器实际上就是一个1Q2QBoost电路，能量反向从传输到端V112D2Q1V2V12V功率流向功率流向1DLL1Q2D1V2V功率流向L功率流向（a）单向BuckDC-变换器（b）单向BostDC-变换器（c）双向Buck-ostDC-变换器图1.4双向变换器演变示意图在与两个单向变换器反并联组成的一个双向变换器来达到能量双向传输的这种变换器比较，双向DC-DC变换器是用一个变换器来承载能量的双向传输，使用的总体开关器件数目少，结构相对比较简单，并能更快的进行能量传输方向的切换控制。

  总之，双向DC-DC变换器具有高效率、体积小、动态性能好和成本低等显著的优点1.2双向DC-DC变换器的应用因为双向直流变换器不但可以将高压侧电压通过DC-DC变换器变换在低压侧得到要的电压，而且也能够将低压侧电压通过DC-DC变换器变换在高压侧得到要的电压，实现能量的双向转换所以近年来，双向DC-DC变换器非常关注，应用愈来愈普遍比如说双向DC-DC变换器在电动汽车、分布式发电、储能系统、电能质量调节、可再次生产的能源发电以及超导储能系统等领域都具有广阔的应用前景1.2.1在电动汽车中的应用在最近几年里，面对环境污染和能源安全方面的危机感，电动汽车的研发得到了很大的发展空间现在所研发的电动汽车最重要的包含：纯电能电动汽车、混合动力汽车以及燃料电池电动汽车三大类而双向DC-DC变换器是用在电动汽车的一项关键技术，因此电动汽车的发展同时也带动了双向DC-DC变换器的发展就目前来看，蓄电池电动汽车技术己经有了很成熟的发展，但是由于蓄电池储能较小，可靠性差，所以国内外一些企业和科研院所已经将电能驱动和内燃机驱动相结合的混合动力作为主要的发展趋势混合动力汽车是由无刷直流发电机、逆变器、交流电动机、蓄电池以及双向直流变换器等几部分所组成，如图1.5所示。

  EngieGentaInvertBiDC-ACM图1.5混合动力电动车的一种驱动系统它的工作过程是：当发动机启动时，蓄电池通过双向直流变换器给无刷直流电机供电，无刷直流电机运转后带动发动机使其进入运转状态发动机正常工作运转后，通过传动让发电机发出直流电，发电机的电能一方面给电池充电，另一方面给逆变器供电，让交流电动机工作，驱动车辆当电动汽车加速时，发电机和蓄电池同时向逆变器供电，交流电动机输出功率加大，车辆速度就会增加；当车辆下坡或制动时，电动机转为再生制动状态，逆变器将电动机能量返回，通过双向直流变换器回到蓄电池在这一过程中实现了双向直流变换器最重要的作用能量的双向传输燃料电池具有单位体积内的包含的能量、转换效率高等优点，它是将化学能转换为电能的装置，它是未来电动车的首选能源，具备极其重大的现实发展意义在燃料电池供电的电动车系统当中，由于蓄电池能提供压缩机电机的驱动能量，从而建立燃料电池电压，给其创造了启动条件正常运行时，压缩机电机的能量由燃料电池来提供，系统中逆变器带动的驱动电机的能量通过双向直流变换器回馈到蓄电池中，同时，燃料电池给蓄电池充电其原理图如图1.6所示：燃料电池压缩机电机12V蓄电池双向DC-变换器储能电容压缩机电机图1.6电动汽车用燃料电池电源系统框图电压箝位控制器12V负载逆变器1.2.2在不停电电源系统中的应用如图1.7所示的是一种DC-UPS的结构框图，它是由AC-DC变换器、电池组BA和双向DC-DC（BiDC-DC）变换器构成的。

  其工作原理是，当供电正常时，AC-DC变换器将直流母线电压调整到稳态电压，给直流母线上的负载供电，与此同时经双向DC-DC变换器给电池组BA充电，如果BA已充足电，那么双向变换器就不进行功率转换了；当供电电源掉电或发生故障时，双向直流变换器就及时的将电池组电压转变成直流母线负载所需电压，给负载供电，让负载不断电AC/D变换器直流母线LOAD双向DC-变换器BA图1.7UPS电源系统在这儿的双向DC-DC变换器的功能是：在供电正常时作为电池组的充电器，保持电池的电量饱满的状态；然后就是在供电电源掉电或发生故障后将电池组电压转变为直流母线负载所需电压，给负载供电正常的情况下，电池组充电时的功率较小，而放电时的功率较大，因此对双向DC-DC变换器的功率等级应按照放电功率为准应用双向DC-DC变换器的好处是，可以将电池的充放电的工作分离出来，运用双向DC-DC变换器单独处理蓄电池的充放电操作，更容易优化充放电过程，对于延长蓄电池的寿命和提高充电效率都有好处当然，双向DC-DC变换器在AC-UPS中间是作为直流链与蓄电池之间的变换环节1.2.3在太阳能电池阵中的应用在所有利用太阳能电源的航天器，它都需要能量存储系统，该系统和太阳能电池阵组合起来，构成组合供电系统。

  比较典型的是太阳能蓄电池供电系统，主要有峰值功率跟踪系统和直接能量传送系统双向直流变换器起到了集蓄电池充放电为一体的作用，大大减小了系统的体积和重量1.2.4在分布式电站方面的应用分布式发电系统包括多种新型发电单元，许多发电单元输出为直流电源(燃料电池、太阳能等)，同时分布式发电系统内部能量是多路径流动，具备双向功率流动的典型特征，双向DC-DC变换器可以在分布式发电系统中发挥及其重要的作用1.3双向DC-DC变换器的发展历史早在20世纪80年代初，为了减轻人造卫星太阳能电源系统的体积和重量，美国学者提出双向直流变换器代替蓄电池充电器和放电器，实现汇流条电压稳定此后，在1994年香港大学陈清泉教授开展了电动车用双向直流变换器的研究和试验工作之后在1998年美国弗吉尼亚大学的李择元教授开始从事与燃料电池配套的双向直流变换器研究1994年澳大利亚FelixA.Himmelstoss在PESC.94上发表文章，总结了不隔离双向直流变换器的拓扑结构由于Buck-Boost双向直流变换器输出输入电压极性不同，不适合于电动车的使用，F.Caricchi提出了一种Buck-Boost级联型双向直流变换器，该变换器输出输入电压极性相同。

  2001年浙江大学陈刚博士在双向反激式直流变换器基础上提出有源箝位双向反激式直流变换器，变压器原副边箝位电路的引入，消除了普通反激变换器中的电压尖峰和振荡，实现了所有开关管的零点流开关，减少了开关器件的电压应力2004年南京航空航天大学张方华博士对推挽正激移相式双向DC-DC变换器、级联式双向DC-DC变换器、正反激组合式双向DC-DC变换器做了深入的研究提出了许多新型的适合于双向变换应用场合的应用电路，研究了其控制模型，通过双向控制模型的分析，采用PID补偿环节的单电压闭环实现了系统闭环稳定2006年梁永春博士研究了由两路双向反激直流变换器输入并联输出串联构成的反激逆变器在连续工作模式的反激逆变器的基础上，提出同步整流控制方案，大大简化了传统电流源高频链逆变器的控制方案，从而有效地降低了整流二极管导通损耗，将整机效率提高到了85.8%1.4本文研究的主要内容本文以不隔离双向Buck-Boost变换器为研究对象，对其工作原理和控制管理系统进行设计并详细的介绍，然后通过MATLAB仿真验证设计方案的正确性和可行性论文各部分内容概述如下：第一章介绍了双向DC-DC变换器的概念和广阔的应用前景，简单的介绍了它的发展历程。

  第二章对双向DC-DC变换器拓扑结构进行了介绍，分析了单向DC-DC变换器基本工作原理，对不隔离型的双向DC-DC变换器进行详细介绍，最后给出了选择双向DC-DC变换器拓扑需要考虑的因素第三章对双向Buck-Boost变换器主电路进行分析和参数计算，首先对主电路工作方式进行分析；接着对主电路中储能电感，滤波电容，开关管等器件参数进行选取，并将这些计算的参数用于后面仿真中第四章介绍了双向Buck-Boost变换器控制系统的设计，从电压控制模式与电流控制模式和模拟控制与数字控制等两大分类，分别对比介绍控制系统的设计，并最终选取本系统控制方式为模拟实现电流控制模式第五章是对双向Buck-Boost变换器总体系统来进行仿真第六章是对双向Buck-Boost变换器研究进行总结和展望1.5本章小结本章主要对双向直流变换器的基本概念、发展前景及发展历程进行了详细的介绍，并针对不同的应用方向进行了简单的描述，有助于更清楚的了解双向DC-DC变换器2双向直流变换器的拓扑比较及选择2.1单向DC-DC变换器的拓扑结构与分类2.1.1DC-DC变换器的拓扑结构DC-DC变换器是开关电源技术的一个发展分支，它是由半导体功率器件作为的开关管，还有二极管、电感、电容、负载和直流电源组成的电路拓扑结构，通过带滤波器的负载电路和直流电压接通关断，使得负载上得到另一个直流电压。

  凡是用脉宽调制方式来控制电子开关的变换器，都称为PWM开关变换器它是以使用“硬开关”为主要特征与之对应的另一类称之为“软开关”凡是用于控制电子开关使其两端电压为零时导通电流，或使流过电子开关电流为零时关断，此开关称为软开关如果用谐振的方法使电子开关上电压或电流为零，利用谐振现象，使电子开关器件上电压或电流按正弦规律变化，以创造零电压电流关断的条件，以这种技术为主导的变换器称谐振变换器综上所述，DC-DC可分成PWM式、谐振式和它们的结合式将在下一个小节中详细介绍2.1.2DC-DC变换器的拓扑结构分类在DC-DC变换器的输入和输出之间是否有变压器可以将变换器分为隔离型和不隔离型非隔离型的主要拓扑有：Buck降压式变换器、Boost升压式变换器、Buck-Boost升降压式变换器、Cuk型变换器、Sepic型变换器和Zeta型变换器；隔离型的主要拓扑有：正激、反激、推挽、半桥、全桥型变换器（1）非隔离型变换器：在DC-DC变换器当中，Buck和Boost电路拓扑是最基本的拓扑结构，一方面，这两种电路拓扑应用最为广泛，另一方面，学会这两种基本电路也有助于理解其他电路拓扑下面就以Buck，Boost最基本的变换器拓扑为例，进行一些分析和对比。

  L1V0VDQCL1V0VDQCL1V0VQCL1V2VQCDDL21C1(a)Buck变换器拓扑(b)Bost变换器拓扑(d)Cuk变换器拓扑(c)Buk-Bost变换器拓扑图2.1四种基本DC-变换器拓扑图2.1(a)中，是Buck降压变换器，它的工作原理如下介绍：当开关管Q开通时，通过Q与L向电容C和充电；当开关管关断时，iVoV电感L续流，逐渐降低，电容的电流将由正逐渐降为零，并变为负向，向充oV电直到开关管开通，电感L中的电流增加Buck工作主要波形如图2.2所示iLmaxiLmingsVLicitttgsVLicitttiLmax(a)电感电流连续工作主要波形(b)电感电流断续主要波形图2.Buck工作主要波形图2.1(b)中，是Boost升压变换器，它的工作原理如下介绍：当开关管开通时，通过L与Q向L充电，电容C向充电，电感L中的电流增加；当开关管关断时，与L同时向与电容C充电，电感L与D中的电流iVo由最大值减小，如果减到零值，则为电流断续工作方式，减到某一正值后上升，则为电流连续工作方式Boost工作主要波形如图2.3所示iLmaxiLmingsVLicitttgsVLicitttiLmax(a)电感电流连续工作主要波形(b)电感电流断续主要波形图2.3Bost工作主要波形Buck-Boost变换器既可以实现升压，也可以实现降压。

  Buck、Boost、Buck-Boost都是用电感作为传送能量的元件Buck-Boost变换器的缺点是输入输出电流断续，滤波电容压力大，电路相对复杂，但能达到输入与输出电流连续的效果，通过将输入与输出电感耦合，可以达到“零纹波”，同时也可以使体积变小（2）隔离型变换器下面主要介绍反激式变换器（如图2.4）的工作原理：iUQDCUo图2.4反激式变换器拓扑它是由电感变压器T、功率晶体管Q、二极管D和滤波电容C组成晶体管受驱动信号驱动，周期的导通与关断在开关管导通时，在理想情况下，输入电压全部加在电感变压器的初级上，与变压器初级感应电动势同名的一端为正，次级感应电动势同名的一端同样为正，此时二极管处于反向截止状态，电感变压器作为电感运行，电源向电感中储能，由输出电容给负载提供电能；当开关管关断时，电感中的电流不能突变，变压器所有线圈中的感应电动势反向，同名的一端为负，二极管转变为导通状态，电感中的能量就慢慢转化为电场能量通过负载放电同时向电容充电2.2双向DC-DC变换器的拓扑类型在第一章的绪论里介绍过，一般的直流变换器只能将能量从一个方向传送到另一个方向，而双向直流变换器则可以实现能量的双向传输。

  只要将单向DC-DC变换器中的单向开关管和二极管改为双向开关，那么所有的单向拓扑就都变为双向拓扑，再加上合理的控制就能实现能量的双向流动在双向DC-DC变换器拓扑结构当中根据有无变压器隔离将分为不隔离和隔离两大类，下面将详细介绍这两类变换器2.2.1不隔离型双向DC-DC变换器非隔离型双向DC-DC变换器的主要拓扑有：双向Buck-Boost变换器、双向Buck/Boost变换器、双向Cuk变换器和双向Sepic-Zeta变换器拓扑结构如图2.5所示1V1C1Q21D2DC2VL(a)双向Buck-ost变换器拓扑11Q12C2V1D2C1V1CQ2Q2DC2V13LL121V1D1C1Q31CL2QL(b)双向Buck/ost变换器拓扑(d)双向Sepic-Zta变换器拓扑(c)双向uk变换器拓扑图.5非隔离型双向DC-变换器拓扑下面主要介绍双向Buck-Boost变换器和双向Buck/Boost变换器的拓扑结构双向Buck-Boost变换器：是由Buck变换器变换而来的，在晶体管Q上反并联二极管D，在二极管D上反并联晶体管Q，该电路便是双向DC-DC变换器它可以工作于两种模式:降压模式和升压模式。

  当能量从流向，1V2工作，不工作，为电源端，则该变换器为Buck变换器；当能量从流1Q21V向，工作，不工作，作为电源端，则该变换器为Boost变换器VQ2若两侧都有电源，则能量流动方式取决于两电源电压大小和占空比的大小，两端的电压极性相同，，则能量从向侧传输；如果，maxfLiminfL1V2maxfLiminfL则能量从侧向传输从Buck-Boost双向直流变换器的主电路图可知如果2V1两侧都有电源，那么能量的流动方向取决于两电源电压的大小和占空比的大小下面就来验证这一结论：（1）当能量从向侧流动的时候，和电流连续时的Buck变换器相同，其电压关系为：(3-1)12DV式中，为的占空比1DQ（2）当能量从向侧流动的时候，相当于电流连续工作的Boost变换器相同，其电压关系为：(3-2)121DV式中,为的占空比因开关管、互补导通，所以有=1-代入上式，即可得(3-3)12比较(3-1)式和（3-3）式，两式完全相同这表明双向Buck-Boost变换器在实现能量双向传输时，能量的流动方向决定于两电源电压的大小和占空比的大小当占空比保持不变时，如果电源电压较低，那么能量从侧向流动，接于端的电源处于充电工作状态；当电源电压较低时，能量从侧向侧流动。

  3.2双向Buck-Boost变换器的参数确定双向Buck-Boost变换器参数的确定就是滤波元件的选用，它是DC-DC变换器设计中最关键部分重点是两个元件的选择，一个是输出电感L，另一个是输出电容C3.2.1主电路的储能电感L的计算电感L具有存储能量和滤去纹波两大功能，电感的选择主要是由输入、输出电压以及开关频率决定的电感的额定电流必须大于最大输出电流本文设计的系统为:输入电压是:1200V，输出电压是:900V，输出功率是：120kW,开关周期：T=0.001s（1）由主要技术指标可得：（3-AUPI1390204）（3-8.6130IR5）（3-7.290iUD6）（2）储能电感L的计算：当电路进入稳态以后，输出电压为常数，当晶体管Q导通时（3-dtii07）当时，最小负载电流即为临界连续电流0ominIominIGI（3-21axiiIG8）有公式（3-ONONooiTiLiLUmnax9）和公式（3-iOD10）可得（3-)1(2LTUIiG11）化简得（3-minmin2)1(2)1(ooiIDTITD12）式中：最小平均电流，本文取20%额定电流，计算得26.6A，计minoI算得（3-mHL23.46.2)7501(9013）由于实际当中，所取的值要比理论计算值大一些。

  故本文中L5.43.2.2主电路的滤波电容C的计算电容的选择要从电容直流额定电压、电源的最大输出纹波电压和电源的稳定性等因素去考虑电容额定电压必须大于输出电压，一般至少要比输出电压高出10%，以控制纹波和瞬态响应电容值得选取可由下列各式推导得到：由上一小节的公式得电感电流的变化量为：（3-)1(DLTUii14）实际上是电容电流的变化量和负载电流变化量的和若设liCioi=0，那么电感电流变化量就等于电容电流的变化量，即=olC电容在时间间隔内充电，充电的平均电流为2T（3-)1(4DLTUiIiC15）电容峰峰值纹波电压：（3-)1(82)1(41220DLCfUTDLUCdtIUiiTC16）式中，为开关频率由上式化简得到：Tf1（3-CoULfD28)1(17）式中，纹波峰峰值，本文取3%为纹波峰峰值，计算得27V，所以CU0计算得：（3-FC3.24671023.485.9218）由于实际当中，所取的值要比理论计算值大一些故本文中C=500F3.2.3其余各参数的计算（1）功率管电流定额（3-ALTUIiG5.3102.48max19）（2）功率管电压定额（3-ViceoBR805.1max)(20）（3）二极管电流平均值（3-ADITIOFD3)1(21）（4）二极管承受电压（3-VUiDR24012max22）（5）周期（3-sfT01.123）3.2.4主电路开关管的选择主电路的开关管主要在功率晶体管中选择，它是一种可控的开关器件。

  如果控制信号是高电平，晶体管导通，通过的电流很大，但压降很小，相当于是开关导通；如果控制信号是低电平，晶体管就截止，没有电流通过，承受很大的电压，相当于是开关关断在本文的电路中采用哪类晶体管没有很大的差别，主要是取决于晶体管本身的参数、特性的限制以及成本等因素下面就来分析各个器件的特点：（1）功率晶体管：开关频率低、驱动较为困难，市场上逐渐被IGBT和MOSFET所替代（2）功率场效应晶体管(MOSFET)：开关速度快、驱动方便，导通时阻抗高，因此在电流较大时的压降较高，仅适用于小功率装置（3）绝缘栅晶体管（IGBT）：开关速度快、损耗小，具有耐脉冲电流冲击能力，输入阻抗高，适用于低压、高频的大功率场合本文研究的是大功率装置的变换器，因此采用MOSFET作为开关管，下面就对MOSFET进行详细介绍：MOSFET导通时只有一种极性的载流子参与导电，是单极型晶体管电力场效应晶体管是用栅极电压来控制漏极电流的，因此它的一个显著特点是驱动电路简单，驱动功率小；第二个显著特点是开关速度快，工作频率高，输入阻抗高，因而开关速度可以提高3.3本章小结本章首先对Buck-Boost主电路拓扑进行了分析介绍，分析了主电路的拓扑结构和工作方式，并对交替工作方式来进行了详细的介绍。

  其次确定了双向Buck-Boost变换器的参数，选定MOSFET开关管作为主电路的开关管，以及根据给定的系统技术指标计算出了储能电感L、滤波电容C的理论值，并且根据理论计算值选取了实际值最后结合主电路拓扑结构，以系统工作在Buck状态下为例，用Matlab/Simulink进行了系统的开环仿真验证，并证明了仿真曲线能够达到功率设计的要求4双向DC-DC变换器的控制研究4.1双向DC-DC变换器的控制模式大家都知道，根据DC-DC变换器控制的变量来分，它的控制技术主要有两种模式，即电压控制模式和电流控制模式如果采用电压控制模式时，那么双向DC-DC变换器能量判断需要通过通讯方式辅助实现；而对于电流控制模式时，如果采用输入电压外环和输出电流内环的来控制，就可以实现能量的自动检测，在控制过程中根据输入电压的变化来判断能量的流动方向，本章第二节将对其进行详细的介绍4.1.1电压控制模式电压控制模式是一种开关电源技术中最基本的控制方式，属于单闭环负反馈控制管理系统它的原理是：变换器的输出电压经分压，与给定值相比较，经过电压调refV节器将电压误差放大，生成控制信号，作用于脉宽调制电路，将电压的模拟eV信号转变为开关管脉冲信号，作为开关管的驱动信号。

  脉冲宽度信号就会随着控制信号的改变而改变，从而改变输出电压，构成单闭环负反馈控制管理系统其原理框图如图4.1所示：电压调节器PWMDC-调制脉宽CLKiV0VeVrefV图4.1DC/变换器的电压控制原理框图根据电压控制模式的原理，我们可以得到它的系统控制框图如图4.2所示，VR为电压环调节器，如果电路的开关频率远大于系统的开环截止频率，那么可以把PWM环节近似的等效为比例环节，其比例系数为pwmKVRPWMVfreVf+-VfvKevRLCS2图4.2电压模式控制系统框图一般滤波环节采用LC滤波，其传递函数为：（4-RLCSs21）VR电压调节器为PI环节，其传递函数为:（4-SKvip2）由此可得，其电压开环传递函数为：（4-SRLCKSGsvivpwmvo)()23）其电压闭环传递函数为：（4-RKSRKLRCSGvipwmfvvpwmfvsipv)()(234）4.1.2电流控制模式电流控制模式是一种开关电源技术中最常用的控制方式，与电压控制相比较而言较，电流控制的动态性能和稳态性能较好值得注意的是，电流型控制实际是一种电压电流双闭环控制分内环和外环，内环为电流负反馈环，外环为电压负反馈环。

  它的原理是：变换器的输出电压经分压，与给定值相比较，经过电压调refV节器将电压误差放大，从而生成电压误差放大信号作为内环电流基准，电流检测信号与给定值之间的误差，经过电流调节器放大后，生成控制信号，再由PWM调制器产生占空比D可变的开关脉冲PWMC-ViioDVeref电流调节器电压调节器调制脉宽CLK图4.3DC-变化器的电流控制原理电流型控制有:峰值电流控制、平均电流控制和电流滞环控制三种实现方式而电流控方式比较常用的是峰值电流控制，它实现简单，且便于应用过流保护，但是峰值电流控制存在次谐波振荡的问题，即在占空比D大于0.5时，当前占空比的扰动会在之后每个周期，成比例级数发散，致使输出不稳定，形成次谐波振荡的问题虽然可以通过增加斜波补偿解决，但同时增加了设计的成本和难度与之相比，比较的好的解决方法是采用平均电流控制，平均电流控制不存在次谐波振荡问题，无须斜波补偿，抗扰性好，系统稳定性好本文采用了平均电流控制模式进行控制，电流模式控制系统框图如图4.4所示VRPWMCRKfiKfvRLCSs21sSLCN(s)f+-f+er-fI+LIVo-图4.4电流模式下系统控制框图其中电流调节器CR为PI补偿网络环节，传递函数为：（4-5）SKvip电流内环的开环传递函数为：（4-6）sRLCssGiipwmio)(1()(2电流内环的闭环传递函数为：（4-RKsKRLsipwmfiiipwmi213)1)()(7）式中：（4-CKipwmfi18）（4-RKipwfiipfi28）由于开环传递函数中有两个零点，使幅频特性展宽，开环截止频率较大，使得电流闭环是一个快速的电流跟随器，而且在稳态时无差。

  对于电压环来说，电流环截止频率对应的时间常数可以忽略不计，根据这一条件可以将电流环进行简化，将其等效成比例环节，即简化后的电流模式控制系统fiiKsG1)(电压环等效结构图如图4-5所示VRGi(S)VrreVf+-VfvKSLRC图4.5电流模式下系统简化控制框图其中：电压调节器VR为PI补偿网络环节，传递函数为：（4-SKiip9）电压开环传递函数为：（4-sKRLCsGfivpVO)()10）电压闭环传递函数为：（4-RKsLsRCKsGvifipffivpv)()(211）通过对控制模式的对比分析可知，电流型控制系统有以下几个特点:系统稳定性强，稳定范围宽；系统具有快速电流限制能力，有效降低了开关元件、变压器、电感等关键元器件的电流冲击，保障系统安全工作；系统动态特性好，响应速度快，输出电压中由于输入电压引入的低频纹波可以完全消除4.2双向DC-DC变换器的闭环控制系统所谓的闭环控制系统是指输出端回馈到输入端并参与对输出端的再控制，它的控制方式有电流模式和电压模式两种电压模式是单闭环控制，它是以输出电压作为反馈量来对变换器进行调节电压模式具有控制方法简单、容易实现的优点；电流模式是双闭环控制，它是采用电压外环和电流内环作为反馈量来对变换器进行调节，该控制系统可以根据输入电压的变化，自行检测能量的流动方向，从而实现DC-DC变换器不同控制模式的切换。

  4.2.1能量流向判断为了简单直观的介绍双闭环控制系统对能量流向的判断，首先给出简化后的系统的模型，如图4.6所示假设双向DC-DC变换器输入电源为的电压1V源，输出端接蓄电池当双向DC-DC变换器以BUCK模式工作时，其给蓄2V电池充电反之，以BOOST模式工作时，端蓄电池处于放电状态2VRPinuinv1iLv2图4.6简化后的系统模型BUCK-OST蓄电池图中的用来模拟表示流入双向变换器能量大小，为双向变换器输入电pRin流，为双向变换器输入电容端电压，为电感电流，即变换器输出电流inuLi根据图4.7简化后的系统模型的电路关系角度分析，可以知道流入变换器能量与、和有关，其表达式为：1Vinp（4-pininRuV21)(12）能若量从流向时，我们把变换器整体等效为一个负载，然后从阻1V2抗角度来分析这个系统，就可以得到输入电流和变换器输入阻抗的关系：ininZ（4-pininiiRuZ13）由上式整理可得：（4-inpinuVRZ114）从数学角度来分析上式可以看出：变换器输入阻抗与输入源、变换器inZ1V输入电压以及模拟电阻有关，如果当时，那么变换器输入阻抗inupR1Viu也就大于0，此时变换器呈BUCK模式，能量从流向，给蓄电池充inZ2电。

  反之，当时，输入阻抗也随之也小于0，变换器为BOOST模1VininZ式，此时蓄电池放电，能量从流向在不计系统功率损耗的前提下，由2V1输入功率等于输出功率平衡条件可得：（4-LiniVup215）联立式上边推导的公式可以获得电感电流表达式为：Li（4-pininLRVu21)(16）根据前面对工作方式分析和电感电流表达式可以看出，双向DC-DC变换器能量流动方向和电感电流方向是有关的，当0时能量从流向；当LiLi1V20时，能量从流向从数学家度分析电感电流表达式可以知道，Li2V1方向由决定，当时，0；反之，当时，0故LiinuV1inuV1LiinuV1L在控制回路里，如果将变换器输入电压稳定为，则当时，inrefuref0，能量从流向；当时，0，能量从流向由Li121refL21于电压环输出正负取决于，所以将电压环作为电感电流内环的基准，从inuV而可以实现电感电流的正负的控制综上所述和公式推导可以看出，当采用输入电压外环和电感电流内环的控制策略时，可以自行判断能量流动方向，inuLi从而实现控制模式的自动切换4.2.2能量流向控制根据双闭环控制系统方式，经过对系统简化模型的介绍和分析，把变换器当作一个整体来考虑，之后从整体的阻抗角度入手分析，推导出了电感电流的表达式，通过对表达式从数学思维的分析，能量的流向可以从电感电流的大小来判断，本小节将从总体控制框图来分析能量流向检测。

  总体框图如图4.7所示sviVPKsCiPKPWMeqSeqRLC211SeqDisvsKrefULrefiaUin图4.7双闭环控制系统总体控制框图在上图中，和为电压外环补偿器的控制参数，和为电流内vpKvicpciK环补偿器的控制参数，和分别为电流和电压采样系数，为电流内环issLrefi基准电流，为变换器增益，主要为调制波和载波交接产生驱动信号部分，pwm通常为一个滞后环节，但实际设计时可以将其简化为一个比例环节，为输出ou电压，L、C为滤波器参数，为等效负载，D为稳态时变换器占空比，eqR根据前面推导知，输出电压从图4.7中可以看出，变换器输入电压inou与基准电压差值作为补偿器输入信号，值得注意的是减去电inurefuinuref压环调节器输出信号作为电流内环基准，最后产生驱动信号，调节变换器根据上述描述的这种控制关系并结合图4.7可知，当-0时，经过电压inuref补偿器调节后，电感电流基准值0时，此时变换器以BUCK模式工作；Lrefi当-0时，经过电压补偿器调节后，电感电流基准值0，此时变inurefLrefi换器以BOOST模式工作根据图4.7所示的系统控制框图，可以分别写出对应的传递环数。

  4.3.1模拟控制的实现模拟控制技术：特点是动态响应快、易观测和调试、无量化误差且价格低廉PI调节器是模拟控制技术中常用的，例如电压控制型和电流控制型中用到的电压调节器，下面就来详细的介绍补偿网络补偿网络主要分为两类：单极点-单零点补偿网络和双极点-双零点补偿网络（1）单极点-单零点补偿网络R1v2CEF图4.8单极点-单零点补偿网络其传递函数（4-2121)(CRsCsH27）该补偿网络的特点是：1）低频段有一个积分环节，且稳态误差为零，因此其直流增益高；2）在控制管理系统传递函数的最低极点或是引入一个零点，来将这个极点所引起的相位补偿，也就是说这个零点抵消了补偿网络自身积分环节所引起的相位滞后，使其在这一频段内变成了一个反相器，使相位增加903）该补偿器的最后一个极点消除电阻引起的零点（2）双极点-双零点补偿网络R1v1R2C12REFC33图4.9双极点-双零点补偿网络其传递函数（4-32112131)()(CRsCsRRsH28）该补偿网络的特点是：1）直流处有一个极点，且稳态误差为零；有两个零点，其相频特性曲线的超前相位当控制对象为双重极点时刻采用该补偿网络因为重极点给系统带来180的相位滞后，如果将补偿网络两个零点设置在重极点处，便可对其进行抵消。

  补偿网络两个极点分别作用于低频和高频区域低频区域对应第一个极点，可用于消除电阻引起的零点；高频区域对应第二个极点，使得系统具有-40dB的衰减，从而拥有非常良好抑制高频干扰能力此外，该极点保证了系统有充足的增益裕量和相位裕度4.3.2数字控制的实现随着现如今各类微处理器芯片的加快速度进行发展，芯片的工作速度、集成度以及运算能力都有了很大的提高，并且成本也在下降，这就使得开关电源的控制得以通过微处理器芯片来实现，即。

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