零电流零电压开关交织并联双管正激变换器的研

  双管正激变换器具有开关管电压应力低，不存在桥臂直通风险，可靠性高的长处。可是，它的一个杰出缺陷是作业占空比要小于0.5，导致整流输出的电压和电流脉动较大，使得滤波器的体积较大。为客服这一缺陷，可以运用交织并联结构，关于输出端，有两种并联方法：一是在输出滤波电容侧并联，二是在续流二极管侧并联。后者要优于前者，因为，在输出电流脉动相一起，在续流二极管侧并联的滤波电感量是在输出滤波电容侧并联的滤波电感量的1/2。本文研讨的电路拓扑如图1所示。选用交织操控能大大的进步等效输出占空比，进步变换器的等效频率，减小输出电流脉动，从而减小滤波器的体积

  为了按捺开关管上在关断时因为变压器漏感所发生的电压尖峰，所以，在图1的电路拓扑中选用了LCD无损吸收网络[2]。

  两个变换器的变压器的两个副边交织并联后，在输出滤波电容处再串联。为了简化剖析，在图2开关模态等效电路中只画了每个变压器的一个副边。并假定一切开关和二极管均为抱负器材，考虑变压器输出端的续流二极管和整流二极管的换流进程，MOSFET的漏源之间的结电容巨细均为Cs；C1=C2，L1=L2；变压器变比n=N1/N2，两变压器的漏感巨细均为Llk；滤波电感足够大，这样滤波电感和滤波电容及负载电阻可以当作一个电流为Io的恒流源。

  在前半个开关周期中，该电路拓扑有7个开关模态，对应等效电路如图2所示。然后半个开关周期，与之类似。首要波形图见图3。

  在t0时间前，S1上的电压为uds1，S2上的电压为uds2，且uds1uds2，其巨细后边将会解说，变压器T2经过D3，D4磁复位。t0时间，S1和S2一起注册。因为变压器有必定的漏感，使得变压器T1原边电流由零逐步增大到2Io/n，且Io从D11中换流到D9中。这时，C1上的初始电压为－Uc，且UcUin，一起L1，C1和D5经过S1谐振。此开关模态直到变压器T1原边电流到达2Io/n时完毕，持续时间为

  变压器T2持续磁复位。L1，C1和D5经过S1持续谐振，直到电容C1上的电压由－Uc变为＋Uc，此开关模态完毕。

  S1，S2持续注册。变压器T2持续磁复位，直到iLm2=0时，此开关模态完毕。

  S1，S2持续注册。L2相对Lm2很小，在此可疏忽。变压器T2原边励磁电感Lm2，漏感Llk2，S3与S4的结电容Cs3，Cs4和C2及D7经Uin谐振。从电路结构上可以精确的看出，C2和S3的结电容Cs3相当于并联，且C2比结电容Cs3大许多，所以S3上的电压下降速度要比S4的慢许多。

  t4时间，S1，S2在零电压下关断。D6注册，折算到原边的负载电流2Io/n和励磁电流im1给S1，S2的结电容Cs1，Cs2充电，一起，C1被放电。变压器T2原边励磁电感Lm2，漏感Llk2，S3与S4的结电容Cs3，Cs4和C2及D7经Uin持续谐振。此开关模态在uc1=0，uds1=uds2=Uin/2时完毕，坚持的时间为：

  S1，S2的结电容Cs1，Cs2持续被充电，C1持续放电，使得变压器T1原边接受反压，D9关断，D11续流，则变压器T1原边中只要励磁电流im1。变压器T2原边励磁电感Lm2，漏感Llk2，S3与S4的结电容Cs3，Cs4和C2及D7经Uin持续谐振，T2同名端电压为正时，D9和D11一起注册，T2的励磁电流iLm2流经D9，把变压器T2副边箝位在零，使得uds4Uc=uds3Uin，并坚持不变，直到下次注册。

  在t6时间，uds1=uds2=Uin，uc1=－Uin，uc2=－Uc，D1和D2注册，变压器T1经过D1，D2进行磁复位，直到S3，S4一起注册时完毕，即下半个周期开始时完毕。

  试验波形如图4—图6所示。图4为原边电流波形和开关S1上的电压波形，注册时，开关管中的电流从零开始逐步添加，开关管以ZVS关断后，原边以恒流给开关管的漏源结电容充电。图5和图6分别为驱动电压和开关S1和S2上的电压波形，可以精确的看出，在开关S1和S2关断的后期，上管S1上的电压下降很少，而下管S2上的电压下降许多。

  1）凭借变压器的漏感，完成了ZCS注册，选用IRFP460作为开关管，完成了ZVS关断。