双管正激拓扑的工作原理和设计举例

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  1、双管正激拓扑 一一概述概述 双管正激拓扑电路是一种在单端正激拓扑上衍生出来的一种拓扑电路。经过实践证明， 这种拓扑的电路具有电路简单，可靠性高，元器件较单端电路容易选取等特点。是一种非 常优秀的拓扑电路。 二二简介简介 双管正激变换器拓扑结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当两个开关管和同时 关断时，磁通复位电路的两个二极管和同时导通，输入的电流母线电压 vin 反向加在变压 器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在 vin 的作用下励磁电流从最大值线，从而完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗， 来提升电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压

  2、应力为直流母线电压，这样就可 以选取相比来说较低耐压的功率 mosfet 管，成本低，而且较低耐压的功率 mosfet 的导通 电阻小，能更加进一步提高效率。 三三应用场景范围应用场景范围 双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源，中等功率的通信电源及大功率通 信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。 四四基本工作原理和关键点的波形基本工作原理和关键点的波形 双管正激变换器的拓扑结构如图 1 所示，其中 cin 为输入直流滤波电解电容，q1 和 q2 为主功率开关管，d1、d2 和 c1、c2 分别为 q1 和 q2 的内部寄生的反并联二极管和电 容，d3、c3 和 d4、c4 分别为变压器磁通复位二极管

  3、及其寄生的并联电容，不考虑 q2 的 漏极与散热片间的寄生电容，t 为主变压器，dr 和 df 为输出整流及续流二极管，lf 和 co 输出滤波电感和电容。 图 1 双管正激变换器的拓朴结构 首先，下面分几个工作模式来讨论其磁通复位的工作过程： （1）模式1：t0t1 在t0 时刻q1 和q2 关断，此时d3 也是关断的。初级的励磁电感电流和漏感的电流不 能突变，必须维持原方向流动，因此c1，ch（散热片寄生电容）和c2充电，其电压从0 逐 渐上升， c3 和 c4 放电，其电压 由 vin 逐渐下降。 4231cclpcc iiiii incc vuu 31 incc vuu 42 23cc

  5、这个电容将参与变压器磁通复 位的过程。q1 和q2 漏极与散热片间的寄生电容的大小与漏极的面积及漏极与散热片的距 离相关。 注意电容的公式： c c i dt du c q1 的漏极接vin，散热器接地，因此此寄生电容接在直流母线电压端，其两端没有电 压变化：，也就没有电流从此电容流过：。实际上，对于交流信号0 inc dvdu0 c i 模型来说，此寄生电容相当于短路，因此在交流等效电路中可以不必考虑。 q2的漏极电位在开关的过程中处于变化的状态，因此在开关的过程中，q2漏极与散热 片间的寄生电容将有电流通过。此寄生电容为ch，其大小将影响到功率管的开关损耗。电 容值越大，功率管漏源极电压随

  6、时间的变化率越小，从而减小了功率管的开关应力， dt duds 并降低了功率管关断的功耗，并且低的对emi也有改善；但是在功率管开通时，电容 dt duds 上储存的能量将通过功率管放电，产生开通损耗，形成开通的电流尖峰和噪声。 注意到散热器的寄生电容ch和c2及c4的总和大于c1和c3的和： chcccc 4231 1 42 31 3 2 chcc cc u u c c 所以此模式结束时，c3 的电压由vin 下降到0 时，c2 的电压并不到vin，此时由于c3 的电压为0，d3 将正向偏置导通，将c3 的电压箝位于0。 事实上在此过程中，当初级电压大于0 即时，初级变压器电感仍处于正向励

  7、32cc uu 磁，电流增加，而且次级电感电流将反射到初级，参与电路的谐振。当其电压过0 后，在 很短的时间，次级整流和续注二极管换流使次级处于短路，次级电感电流将不能反射到初 级，也就不参与电路的谐振。换流结束后，初级电压小于0，只有初级励磁电感与电容谐振。 （2）模式2：t1-t2 在t1 时刻d3 导通，q1 和q2 仍然为关断，此时变压器在ch 和c2 及c4 的作用下去磁。 变压器的励磁电流逐渐减小到0，然后反向励磁，变压器的电流过0 时d3 自然关断，系统 进入下一个过程。 (1) 42cchclp iiii chc c h ii dt du cc 2 2 2 4 4 4c c i

  9、 和c3 电压谐振到相等时，c2 和c3 的电压将维持不变，直到q1 和q2 导通、系 统进入下一个过程。 第二 工作波形及讨论 一个双管正激电源系统在空载、中等负载和满载时的工作波形如下图3 所示。功率 mosfet 为stp15nk50，初级电感量为5mh，前级有pfc，输入电压为400v。图中，蓝色为下 管的电流波形，棕色为下管的漏源极ds 的电压波形，绿色为上管的电流波形，红色为上管 的漏源极ds 的电压波形。 （a a）nono loadload (b) medium load (c) full load 图3 工作波形 从图3（a）波形能够准确的看出，空载时，由于没有负载的反射电流，在模

  10、式1 中漏感的能 量不足以在如此短的时间内抽光c1 和c3 的能量，上管的漏源极电压（红色）和下管的漏 源极电压（棕色）都没有上升到母线 都没有导通，系统仍停留在模式1 中并且系统在模式1 中完成磁能复位，然后进入模 式3 反向励磁。模式3 结束时，c2 和c3的电压160v，小于vin/2。 图3（b）从波形不难得知，中等负载时，当开关管关断后，由于有负载的反射电流， 在模式1 中反射电流和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光c1 和c3 的能量，上管的漏 源极电压迅速（红色）上升到母线、，而此时下管 的漏源极电压（棕色）即c2 电压则小于母线 与初级电感谐振对其复位， 由波形可见：电容c3 的电压谐振上升。当变压器电感的电流谐振为0 时，储存在变压器电 感中的所有的能量转移到电容c2。电容c2 的电压达到最大值；此后电容c2 的电压谐振下 降，注意到c1 电压谐振下降即c3 的电压谐振上升，当电容c2和c3 的电压相等时，谐振过 程停止电容c2 和c3 维持电压不变。模式3 结束时，c2 和c3 的电压200v，等于vin/2。 图3（c）从波形能够准确的看出，全负载时，当开关管关断后，在模式1中足够大的负载的反 射电流和和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光c1 和

  12、c3 的能量，上管的漏源极电压迅 速（红色）上升到母线 导通，而此时下管的漏源极电 压（棕色）即c2 电压则小于母线 与初级电感谐振对其复位，由于漏感的 能量的足够大，电容c3 的电压也很快谐振上升到vin 并箝位于此值，此时d4 导通，d3 和 d4 都导通，变压器的励磁电感在vin 的作用下去磁，电流不断下降，能量全部返回到输入 的滤波电解电容中，变压器的励磁电感电流下降为0 时，d3 和d4 都自然关断，系统进入 模式3。模式3 结束时，c2 和c3 的电压220v，大于vin/2。 模式3 的谐振完全结束后，在不同的负载条件下，电容

  13、c2 和c3 的稳定电压随输出负 载的变化而变化，而不是通常人们所认为的恒定等于等于vin/2。不同的负载条件下，负载 反射电流和漏感的电流影响的变压器的去磁模式，从而也影响到此电压值的大小。从波形 能够准确的看出，图4 所示为功率mosfet 管漏源极电压变化的斜率，非常的明显，下管（棕色） 波形电压变化的斜率小于上管（红色），这表明下管总的漏源极的寄生电容大于上管。 dt duds 4 结论 双管正激电源的磁通复位的方式随着负载的变化进入不同的工作模式。 变压器励磁电感去磁后将进入反向磁化，反向磁化结束后两管的所承受的电压值并 不相同。空载时，上管的电压大于vin/2，下管的电压小于vin/2。

  14、中间某一个负载时，上 管和下管的电压等于vin/2；全空载时，上管的电压小于vin/2，下管的电压大于vin/2。 上管与散热器的寄生电容不影响复位工作，下管与散热器的寄生电容参与谐振复位 的工作过程。 五五设计举例分析设计举例分析 下面实例为输入390vdc（pfc的输出），输出为28v,15a，总功率为420w的一款电源设 计。 1.1. 电参数设计电参数设计 电参数计算包含功率回路、滤波回路、反馈回路、保护回路、供电回路、驱动电 路。下面分别进行计算。 第一部分 功率器件的选择 功率器件包括：输入侧功率开关管和输出侧整（续）流二极管。 1、功率开关管的选取： 根据拓扑形式和开关频率的要求

  18、 其 vr=300v， if=20a。由于选取的是快恢复二极管，导通时压降一般在 0.8v(125)左右，整流、续 流管的导通损耗约为：p0.8 x 10=8w。 第二部分第二部分 滤波回路的设计滤波回路的设计 滤波回路的设计包括输入滤波回路的设计和输出滤波回路的设计： 一、输入储能滤波电容 1）从功率角度：输入储能滤波电容直接影响效率和输出功率，通常正激电路，通用 输入电压范围时电容取值为输入功率的 1 倍以上，因此，电容的容值最好取大于 1408=408uf。 2）从耐压角度：电容的额定电压取 pfc boost 升压后的电压 390v,以电容器耐压要大 于 400vdc,这里选 450v

  19、 的高压电解电容。 3）从纹波电流角度：原边峰值电流 1.1a4，所以，电解电容的纹波电流要大于 4.4a。 4）从频率角度：因为电源工作于 150khz，所以，电解电容的工作频率要大于 150khz。 5）从寿命角度：电解电容在电源中为储能元件，如果损坏，电源将异常输出， 所以，一定要选择长寿命的电解电容。 因此，选取佳美工公司的 kxg 系列的 45ov/100u 铝电解电容 4 个并联。这款电容 的参数是寿命 105时 800010000 小时正常工作，工作时候的温度-40+105，体积是 1840mm，纹波电流是 100khz 下是 1800ma，用四个并联以后纹波电流为 7.2a，是满

  21、二级电感后面放了三个，经过上一次调试，能够达到纹波电压小于 50 毫伏的效果。 第三部分第三部分 保护部分的设计保护部分的设计 保护部分的设计包括： 1. 28v15a 一路输出过压保护： 图 2：28v 输出过压保护部分电路原理图 由于输出过压保护范围是 3236v，范围较宽，光藕的二极管饱和压降为 1.1v，所以如果输出过压点是 34v 的线v 稳压管，则 d17 可选用 3.3v 稳压管。 2.2. 28v10a28v10a 一路的过流保护电路一（原边限流）一路的过流保护电路一（原边限流） 因为已经有副边限流，所以

  22、原边限流实际起到的作用是在副边限流失效时起到 防短路的作用。采用的是原边通过电阻 r33/r34/r35 采样，因为输出过流保护要 求在 1216a 之间，为避免和副边限流发生冲突，所以设在 17a 时保护，则此时 原边平均电流为，而峰值电流约为平均电流的 4a vin iv i oo 45 . 1 3709 . 0 17 5 . 28 1 倍即 5.8a，由于 uc2844 的 3 脚保护点是 1v，所以如果，07 . 0 35/34/33rrr 则 3 脚的电压为 0.075.80.4v，如果要达到限流的效果还需要 8 脚给 3 脚补一 个 0.6v 的直流电压。如果 r32=4.7k，

  26、的计算启动时间的计算 通过以上的两个步骤，得，,所以时间常数为krt150fct200 ，如果电压是 370v，当把它加到电容器上时，要经过时间 30s 电容器30 ttc rt 上的电压才达到 063370v=233v，即若想达到 16v 的启动电压，则需要 2 秒。 自供电绕组整流二极管（d1）选用 murs120，电流 1a，反向电压 200v。 第五部分第五部分 反馈回路的设计反馈回路的设计 反馈回路的设计包括电压取样环节的设计、电压补偿网络的设计和电流控制环的 设计： 1. 电压取样部分的设计： 图 5：电压取样部分电路原理图 1) 将通过电压检测电阻（r25、r45/r46）分压网

  30、具体有必要进行必要的参数调节，以上计算 参数只能作为调节的基础。 2.2.磁参数计算磁参数计算 根据第三部分，双管正激的工作原理，可以推出双管正激的变压器设计和单管正 激的变压器设计的区别之处是前者最大导通占空比不能超过 0.5。 设计内容有： 1、 确定电源参数。 2、 选择磁芯材质，确定 b。 3、 确定 ap 值，决定磁芯规格型号。 4、 计算 np，ns。 5、 计算线、已知电源参数 最小输入电压值: vmin370v 最大输入电压值: vmax390v 变压器工作频率: fs150000hz 输出电压: vo28v 输出电流: io15a 输出功率: po4

  34、效值： )(10maxadiois 2） 、变压器绕组导线线经： 原边绕组截面积：mm2 3461 j i awp 根据上述计算数据须采用裸线mm的漆包线根并绕绕置，但由于在温度 100、工作频率为150khz时铜线的集肤深度：，而)mm(20 . 0 150000 8 0.21*35mm大于5倍的集肤深度，可采用35根0.25mm的漆包线 副边绕组截面积 mm226. 12 j i awp 同上，取 70 根 0.21mm 的漆包线。 第二部分第二部分 输出电感器的设计输出电感器

  35、的设计 在电流连续模式中，电感中纹波电流通常较小，线圈交流电损耗和磁芯损耗一般不大， 尽可能选择较高的磁通密度以便减小电感的体积，磁芯饱和是限制选择磁通密度大小的 重要的因素。以下是在电流连续模式下计算输出储能电感器的。 1. 临界储能电感器电感量的计算： ，其中,didtul dt di lu/，vuduu oo 43/ maxmaxmax ,解得， aidi o 64 . 0hl19 选磁芯为 gu36*22，其参数如下： 磁芯窗口面积: aw84.5mm2 每匝长度: le5.62cm 体积: ve6.53cm3 每匝电感量: al8000nh/n2 最大损耗:pc（max） 2.32w

  37、，所以线经可以再一次进行选择线mm 线单线绕制，ma 验证其电流密度为： )/(694 . 0 4*24 2 2 mma ds i j f f 设计总结： 经过上述计算和实际实验过程，最终该电源的效率能够达到 89%，各器件温升达到小 于 50 度，而且关键器件的波形也全部符合双管正激拓扑的工作原理，能够说是一次比较成 功的典型案例。 六六问题分析问题分析 通过以上对双管正激电路工作原理的分析和 420w 实际电路的设计，本人认为双管正激 拓扑结构需要注意以下几点： 第一最大占空比不能超过 0.45，故 pwm 控制芯片一定要进行限占空比设计或者采 用内部限定占空比的芯片，如 uc2844 等。 第二去磁用的二极管一定要采用高频快恢复二极管，并且导通电流能力要与主开 关管在同一个级别，避免发热量过大导致击穿。 第三由于变压器只工作在 b-h 曲线的第一象限，磁材的利用率比半桥拓扑的低， 如果想要获得同样的温升，需要比半桥的变压器尺寸大。

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